當您處理由理想電源，傳輸線和負載組成的理論電路時，匹配似乎是一項微不足道的常識。
假設負載阻抗ZL是固定的。我們需要做的就是包括一個等于ZL的源阻抗（ZS），然后設計傳輸線，使其特性阻抗（Z0）也等于ZL。
但是，讓我們暫時考慮一下在由眾多無源元件和集成電路組成的復雜RF（射頻）電路中實施此方案的難度。如果工程師不得不根據選擇的一個阻抗作為所有其他阻抗的基礎來修改每個組件并指定每個微帶的尺寸，那么射頻（RF）設計的過程將非常笨拙。
此外，這還假定該項目已經進入PCB階段。如果我們想使用離散模塊以現成的電纜作為互連來測試和表征系統，該怎么辦？在這種情況下，補償不匹配的阻抗更加不切實際。
解決方案很簡單：選擇可在眾多RF（射頻）系統中使用的標準化阻抗，并確保相應設計組件和電纜，等都已經選擇了該阻抗：業界選擇的這種標準阻抗的單位是歐姆，數字是50。
50Ω（歐姆）
首先要了解的是，對于50Ω阻抗，本質上沒有什么特別的。雖然您可能會覺得，如果您花了足夠的時間來和RF（射頻）工程師一起工作，就會感覺到那并不是一個基本的常數。它甚至不是電氣工程的基本常數，例如，請記住，簡單地改變同軸電纜的物理尺寸都會改變它的特性阻抗。
盡管如此，50Ω阻抗還是非常重要的，因為大多數RF（射頻）系統都圍繞該阻抗進行設計。很難確切地確定為什么50Ω成為標準的RF（射頻）阻抗，但是可以合理地假設發現50Ω在早期同軸電纜的情況下是一個很好的折衷方案。
當然，重要的問題不是這個特定值的來源，而是具有此標準化阻抗的好處。實現完美匹配的設計要簡單得多，因為IC，固定衰減器，天線等制造商可以考慮這一阻抗來構建其部件。而且，PCB布局變得更加簡單，因為如此多的工程師都有相同的目標，即設計特征阻抗為50的微帶和帶狀線。
根據Analog Devices的該應用筆記（MT-094.pdf），您可以按以下方式創建50Ω微帶：1盎司銅，20 mil寬的走線，走線和接地層之間的間隔為10 mil（假設采用的是FR-4的電介質材料）。
在繼續進行之前，我們要弄清楚，并不是每個高頻系統或組件都針對50Ω設計的。可以選擇其他值，實際上75Ω阻抗仍然很常見；同軸電纜的特性阻抗與其外徑（D2）與內徑（D1）之比的自然對數成正比。
這意味著內部導體和外部導體之間的更大間隔對應于更高的阻抗。兩個導體之間的較大間距也導致較低的電容。因此，75Ω同軸電纜的電容比50Ω同軸電纜的電容低，這使75Ω電纜更適合于高頻數字信號，因為這種信號需要低電容，以避免與邏輯低和邏輯高之間的快速過渡相關的高頻內容過度衰減。
反射系數
考慮到阻抗匹配在RF設計中的重要性，我們不奇怪發現有一個用于表示匹配質量的特定參數。稱為反射系數；該符號為Γ（希臘大寫字母gamma）。它是反射波的復振幅與入射波的復振幅之比。但是，入射波和反射波之間的關系由源阻抗（ZS）和負載阻抗（ZL）確定，因此可以根據這些阻抗定義反射系數為：
在典型的系統中，反射系數的大小為0到1之間的某個數字。讓我們看一下數學上最簡單的三種情況，以幫助我們了解反射系數與實際電路行為的對應關系：
a、如果匹配完美（ZL = Z0），則分子為零，因此反射系數為零。這是有道理的，因為完美匹配不會導致反射。
b、如果負載阻抗是無限的（即開路，ZL = 無窮大），則反射系數變為無窮大除以無窮大，即為1，而反射系數為1對應于全反射，即所有波能都被反射。這也是有道理的，因為連接到開路的傳輸線對應于一個完全的不連續性（請參見上一講的內容）-負載不能吸收任何能量，因此必將被全部反射。
c、如果負載阻抗為零（即短路，ZL = 0），則反射系數的大小變為Z0除以Z0。這樣我們又有了|Γ| = 1，這也是有道理的，因為短路也對應于不能吸收任何入射波能量的阻抗完全不連續性。
駐波比（VSWR）
用于描述阻抗匹配的另一個參數是電壓駐波比（VSWR），定義如下：
從所得駐波（VSWR）的角度來看，VSWR接近阻抗匹配。它傳達了最高駐波幅度與最低駐波幅度之比。有很多駐波（VSWR）視頻可以幫助您可視化阻抗失配與駐波幅度特性之間的關系，下圖顯示了三種不同反射系數的駐波幅度特性。
VSWR通常表示為比率:完美匹配將是1：1，這意味著信號的峰值幅度始終相同（即沒有駐波）。2：1的比率表示反射已導致駐波，其最大振幅是其最小振幅的兩倍。
總結
1、標準化阻抗的使用使RF設計更加實用和高效。
2、大多數RF系統的阻抗約為50Ω。某些系統使用75Ω。后一個值更適合于高速數字信號。
3、阻抗匹配的質量可以通過反射系數（Γ）在數學上表示。完全匹配對應于Γ= 0，而完全不連續（其中所有能量都被反射）對應于Γ= 1。
4、量化阻抗匹配質量的另一種方法是電壓駐波比（VSWR）。